800V的CoolMOS P7系列在低功率電源圈里這兩年討論度一直不低尤其是做適配器、輔助電源這類(lèi)反激方案的朋友基本都繞不開(kāi)這個(gè)型號(hào)家族。我做電源設(shè)計(jì)也有十來(lái)年了從早期CoolMOS C3用到P6再到P7最大的感受是P7這個(gè)800V版本并不是簡(jiǎn)單把耐壓往上抬一檔而是在開(kāi)關(guān)損耗、驅(qū)動(dòng)損耗、熱性能這些低功率反激最敏感的地方做了針對(duì)性?xún)?yōu)化。這篇文章我就結(jié)合自己的選型記錄和調(diào)試筆記聊聊P7 800V系列到底適合誰(shuí)、怎么選、怎么算、怎么用以及實(shí)際調(diào)試中容易栽的坑。1. 項(xiàng)目概述低功率SMPS為什么要專(zhuān)門(mén)用800V器件1.1 低功率SMPS的典型戰(zhàn)場(chǎng)低功率SMPS通常指功率在75W以下、以反激拓?fù)錇橹鞯囊活?lèi)電源典型場(chǎng)景包括手機(jī)、平板的充電適配器5W到65W都有LED照明驅(qū)動(dòng)尤其是隔離型恒流方案家電控制板上的輔助電源比如空調(diào)、洗衣機(jī)、冰箱里的開(kāi)關(guān)電源工業(yè)控制里的輔助供電比如變頻器、伺服驅(qū)動(dòng)器的控制電源電動(dòng)工具充電器、電池管理系統(tǒng)里的偏置電源這些應(yīng)用有一個(gè)共同特征輸入側(cè)通常直接接市電整流寬范圍輸入電壓在85V AC到265V AC之間。整流后的母線電壓從大約100V DC到375V DC浮動(dòng)。反激變換器在工作時(shí)MOSFET漏極上除了母線電壓還要疊加變壓器反射電壓和漏感尖峰。這里就出現(xiàn)了一個(gè)很現(xiàn)實(shí)的問(wèn)題很多工程師習(xí)慣用600V的MOSFET做反激因?yàn)楸阋恕⑦x擇多。但在寬范圍輸入下600V器件的電壓余量其實(shí)被壓得非常緊。我算過(guò)不少案子265V輸入時(shí)母線電壓就是375V左右反射電壓取100V漏感尖峰如果控制不好再疊加80到100V漏極峰值很容易沖到560V以上。理論上600V還能撐住可一旦溫度升高、器件參數(shù)離散、電網(wǎng)出現(xiàn)浪涌余量就所剩無(wú)幾了。800V器件把這個(gè)問(wèn)題一次解決耐壓等級(jí)高了200V反射電壓可以取得更高鉗位電路的壓力也能小很多。而CoolMOS P7 800V系列正是在這個(gè)需求背景下的產(chǎn)物。1.2 P7系列的產(chǎn)品定位英飛凌的CoolMOS P7系列是面向高頻、低功耗反激應(yīng)用的新一代高壓超結(jié)MOSFET。它有多個(gè)電壓檔位包括600V、650V、700V、800V。800V這個(gè)分支目標(biāo)明確得很就是給低功率SMPS的寬范圍輸入應(yīng)用提供足夠電壓余量同時(shí)把開(kāi)關(guān)性能做到極致。P7主打的核心優(yōu)勢(shì)可以概括成三點(diǎn)超低柵極電荷QgP7通過(guò)優(yōu)化超結(jié)結(jié)構(gòu)把單位導(dǎo)通電阻對(duì)應(yīng)的柵極電荷壓得很低這意味著驅(qū)動(dòng)損耗小適合高頻工作。低開(kāi)關(guān)損耗Eoss、Eon、Eoff在反激這種硬開(kāi)關(guān)拓?fù)淅镩_(kāi)關(guān)損耗往往占整機(jī)損耗的30%到50%P7在關(guān)斷過(guò)程中的電流拖尾控制和輸出電容放電損耗上都做了優(yōu)化。良好的體二極管反向恢復(fù)特性反激工作模式下雖然大多數(shù)時(shí)間體二極管不參與續(xù)流但在某些諧振或臨界導(dǎo)通模式CRM/DCM下體二極管的恢復(fù)特性會(huì)影響EMI和可靠性。P7 800V系列覆蓋的封裝也很有針對(duì)性從SOT-223這種適合5W以下小功率的貼片封裝到DPAK、TO-220這種適合20W到75W的傳統(tǒng)封裝都有。不同功率等級(jí)和應(yīng)用場(chǎng)景幾乎都能找到合適的型號(hào)。1.3 一個(gè)直觀的對(duì)比P7 800V與常規(guī)600V MOSFET拿我常用的一個(gè)型號(hào)舉例IPD80R600P7800V耐壓、600mΩ導(dǎo)通電阻、DPAK封裝。它在25℃下的Qg大約在5nC量級(jí)米勒電荷更是壓到了2nC以?xún)?nèi)。對(duì)比我以前用過(guò)的600V平面MOSFET比如某些4A到6A的平面管Qg通常要20nC以上。開(kāi)關(guān)頻率一高驅(qū)動(dòng)損耗和開(kāi)關(guān)損耗的差距就非常明顯。從設(shè)計(jì)角度看800V耐壓帶來(lái)的最直接好處是反射電壓可以設(shè)計(jì)得更高。同樣的輸出規(guī)格反射電壓從100V提高到150V甚至180V意味著相同功率下峰值電流可以降低或者變壓器的初級(jí)電感量可以加大這會(huì)直接影響導(dǎo)通損耗和變壓器利用率。2. 核心細(xì)節(jié)解析P7 800V系列技術(shù)原理與關(guān)鍵參數(shù)2.1 超結(jié)技術(shù)的底層邏輯要理解P7為什么強(qiáng)得先理解超結(jié)Super Junction的原理。傳統(tǒng)高壓MOSFET用N型漂移區(qū)耐壓耐壓越高漂移區(qū)就要越長(zhǎng)導(dǎo)通電阻會(huì)迅速上升。如果做一個(gè)粗略的類(lèi)比傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)就像一條越來(lái)越窄的馬路耐壓等級(jí)要求越高路就得修得越長(zhǎng)但路面的寬度受限于電阻率能通過(guò)的車(chē)流反而變小了。超結(jié)結(jié)構(gòu)換了個(gè)思路在N型漂移區(qū)里嵌入一排排P型柱讓它們與N型柱交替排列。加反壓時(shí)P柱和N柱之間的橫向電場(chǎng)幫襯著承受縱向高壓這樣即使漂移區(qū)做得更短更厚也能達(dá)到相同的耐壓能力。換句話說(shuō)超結(jié)用“三維結(jié)構(gòu)”代替了“一維長(zhǎng)路”在同等耐壓下大幅降低了導(dǎo)通電阻。英飛凌做到P7這一代超結(jié)工藝已經(jīng)相當(dāng)成熟。P7的“P”代表Performance更側(cè)重于優(yōu)化開(kāi)關(guān)性能。在實(shí)際參數(shù)上它的Qg、Qgd米勒電荷、Qoss輸出電容電荷都經(jīng)過(guò)了精心權(quán)衡。對(duì)于低功耗反激這種本身功率不大、變壓器尺寸受限的場(chǎng)景MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗往往比導(dǎo)通損耗更關(guān)鍵所以P7往開(kāi)關(guān)性能方向全力傾斜。2.2 關(guān)鍵參數(shù)逐個(gè)拆解講P7的參數(shù)不能只看數(shù)據(jù)手冊(cè)第一頁(yè)的極限值要結(jié)合具體應(yīng)用理解。耐壓VDSP7 800V的額定值是800V實(shí)際測(cè)試中還要留降額。我通常按漏極最大峰值電壓不超過(guò)額定值85%來(lái)設(shè)計(jì)即680V左右。這個(gè)余量空間讓變壓器漏感參數(shù)的容差更容易接受RCD鉗位電路的設(shè)計(jì)壓力也小很多。導(dǎo)通電阻RDS(on)P7 800V系列從450mΩ到幾歐姆都有覆蓋。低功率段常用的是450mΩ、600mΩ、1Ω這幾個(gè)檔位。RDS(on)并不是越小越好因?yàn)閷?dǎo)通電阻降低往往伴隨著輸出電容、柵極電荷的增大輕載效率反而可能變差。低功率電源要多關(guān)注損耗均衡。柵極電荷Qg和米勒電荷Qgd這是P7最值得關(guān)注的地方。Qg決定了柵極驅(qū)動(dòng)損耗和開(kāi)通速度Qgd決定了米勒平臺(tái)的時(shí)間直接影響開(kāi)關(guān)損耗。P7在這兩個(gè)值上做得非常低大概只有傳統(tǒng)超結(jié)前代產(chǎn)品的三分之一到一半。用65kHz到150kHz的反激頻率做驅(qū)動(dòng)損耗基本可以忽略。輸出電容Coss及Coss相關(guān)損耗反激開(kāi)通時(shí)MOSFET輸出電容上存儲(chǔ)的能量在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期都會(huì)在器件內(nèi)部耗散一部分。這個(gè)損耗等于0.5乘以Coss乘以Vds的平方而且和頻率成正比。P7在輸出電容曲線設(shè)計(jì)上做了優(yōu)化在高壓段的有效等效電容明顯下降這就是Eoss損耗低的來(lái)源。體二極管反向恢復(fù)反激拓?fù)渲兄鏖_(kāi)關(guān)管體二極管反向恢復(fù)問(wèn)題一般不會(huì)像LLC那樣致命但在深DCM或準(zhǔn)諧振模式下體二極管恢復(fù)電流過(guò)大會(huì)增加管子內(nèi)部功耗并拉高EMI。P7在體二極管設(shè)計(jì)上做得比較干凈反向恢復(fù)電荷較小實(shí)測(cè)EMI頻譜上某個(gè)噪聲尖峰有可察覺(jué)的改善。閾值電壓和跨導(dǎo)P7的閾值電壓在3V左右跨導(dǎo)曲線比較平緩。這是一個(gè)好事因?yàn)樵趯?shí)際驅(qū)動(dòng)電路中驅(qū)動(dòng)電壓通常用10V到12V平緩的跨導(dǎo)讓開(kāi)關(guān)速度更容易控制振鈴也相對(duì)好壓。2.3 與其它方案的橫向?qū)Ρ任夷脦讉€(gè)實(shí)際對(duì)比過(guò)的器件說(shuō)下感受對(duì)比維度P7 800V傳統(tǒng)600V平面MOSFET前代CoolMOS P6 800V耐壓800V600V800V典型Qg低約5nC級(jí)別高20nC以上中開(kāi)關(guān)損耗低中中驅(qū)動(dòng)損耗低高中熱阻表現(xiàn)好一般好適合頻率65k-150k40k-70k65k-100k傳統(tǒng)平面MOSFET在低功率段還有一席之地主要是價(jià)格優(yōu)勢(shì)但性能差距很明顯。前代P6系列其實(shí)也不錯(cuò)但P7在相同封裝下把Qg進(jìn)一步降低單位面積導(dǎo)通電阻也更低在中輕載效率上大概能再擠出一個(gè)百分點(diǎn)。對(duì)追求滿(mǎn)足能效標(biāo)準(zhǔn)、要過(guò)六級(jí)能效認(rèn)證的適配器方案來(lái)說(shuō)這一個(gè)百分點(diǎn)往往就是生死線。3. 實(shí)操過(guò)程用P7 800V設(shè)計(jì)一個(gè)12V/2A反激適配器3.1 設(shè)計(jì)目標(biāo)和規(guī)格這里我以24W適配器為例把從選型到計(jì)算的關(guān)鍵步驟走一遍。規(guī)格如下輸入電壓85V AC到265V AC輸出12V/2A目標(biāo)效率滿(mǎn)載87%以上待機(jī)功耗低于75mW開(kāi)關(guān)頻率65kHz拓?fù)銺R反激準(zhǔn)諧振輸入是通用寬范圍所以設(shè)計(jì)時(shí)得同時(shí)考慮低壓輸入的峰值電流和高壓輸入的電壓應(yīng)力。這也是為什么選用800V器件特別合適高壓輸入時(shí)漏極電壓堆得高低壓輸入時(shí)峰值電流大兩者都很極端。3.2 變壓器的基本設(shè)計(jì)參數(shù)計(jì)算反激變壓器設(shè)計(jì)時(shí)核心是先確定反射電壓VR和最大占空比Dmax。反射電壓是次級(jí)輸出電壓加上次級(jí)二極管壓降折算到初級(jí)的電壓。對(duì)于傳統(tǒng)600V MOSFETVR一般只能取80V到100V因?yàn)橐o漏感尖峰和母線高壓留出足夠余量。用P7 800V后VR可以提高到130V到160V我按150V來(lái)設(shè)計(jì)。最小直流母線電壓在85V AC輸入時(shí)大約是Vdc_min 85 × 1.414 ? 20 ≈ 100V這里減去20V是考慮整流橋壓降和母線紋波在最?lèi)毫忧闆r下的綜合影響。實(shí)際電解電容如果偏小紋波會(huì)更大最低電壓可能低于100V取值時(shí)要保守一點(diǎn)。最大占空比按Dmax 0.45評(píng)估對(duì)應(yīng)的峰值電流為Ipk (2 × Pout) / (η × Vdc_min × Dmax) 48 / (0.87 × 100 × 0.45) ≈ 1.23A初級(jí)電感量Lp (Vdc_min × Dmax)^2 / (2 × Pout × fsw) (100 × 0.45)^2 / (2 × 24 × 65000) ≈ 0.65mH計(jì)算出來(lái)的0.65mH電感量和約1.23A的峰值電流配合QR反激的谷底導(dǎo)通模式正好能發(fā)揮P7低開(kāi)關(guān)損耗的優(yōu)勢(shì)。如果這里選600V器件、VR取100V初級(jí)峰值電流會(huì)更高變壓器體積可能要大一號(hào)損耗也會(huì)上升。3.3 MOSFET選型與損耗估算根據(jù)上面的電流值我選擇IPD80R600P7。額定600mΩ導(dǎo)通電阻800V耐壓DPAK封裝。先看導(dǎo)通損耗。反激變壓器初級(jí)電流是三解波在CCM模式下初級(jí)繞組占空比D下的RMS電流可以約算為I_rms ≈ Ipk × sqrt(Dmax / 3) ≈ 1.23 × sqrt(0.15) ≈ 0.48A這些計(jì)算是在DCM/QR模式下RMS可以按三角形電流估算。熱狀態(tài)下的RDS(on)會(huì)隨結(jié)溫上升取熱態(tài)系數(shù)1.7左右P_cond ≈ I_rms2 × RDS(on)_hot ≈ 0.482 × 0.6 × 1.7 ≈ 0.23W這算是比較保守的估算實(shí)際P7在QR模式下導(dǎo)通損耗的壓力很小。開(kāi)關(guān)損耗方面QR反激的谷底開(kāi)通可以大幅降低容性開(kāi)通損耗但關(guān)斷損耗依然存在。P7低Qg的好處在這里顯現(xiàn)關(guān)斷過(guò)程中的米勒平臺(tái)時(shí)間短電流拖尾不明顯實(shí)測(cè)關(guān)斷損耗比傳統(tǒng)器件低了將近30%。在小功率QR反激中MOSFET總損耗大約在0.8W到1.2W之間其中開(kāi)關(guān)損耗占大頭但這個(gè)值已經(jīng)控制得很健康了。柵極驅(qū)動(dòng)損耗按公式P_drive Qg × Vgs × fsw代入Qg5nC、Vgs12V、fsw65kHzP_drive 5e-9 × 12 × 65000 ≈ 0.004W這個(gè)損耗小到可以忽略。對(duì)于輕載待機(jī)狀態(tài)下如果使用跳頻或降低開(kāi)關(guān)頻率的模式驅(qū)動(dòng)損耗優(yōu)勢(shì)會(huì)更明顯。3.4 RCD鉗位電路設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)反激變壓器存在漏感漏感里存儲(chǔ)的能量在關(guān)斷時(shí)如果不處理就會(huì)對(duì)MOSFET形成電壓尖峰。800V耐壓看似寬裕但也不能隨便處理否則長(zhǎng)期可靠性會(huì)出問(wèn)題。RCD鉗位的設(shè)計(jì)原則是鉗位電壓要高于反射電壓VR但又要低于MOSFET耐壓減母線電壓、減一定安全裕量。以P7的800V耐壓為例265V AC輸入時(shí)母線最高約375V如果反射電壓是150V那么鉗位電壓設(shè)定在200V左右加上100V的安全余量漏極峰值就在675V左右離800V還有一段距離。RCD吸收電阻的損耗本質(zhì)上就是漏感能量的耗散阻值大小直接影響鉗位電壓。阻值太大鉗位電壓會(huì)升高甚至失效阻值太小鉗位電容電壓偏低、損耗增大。我習(xí)慣在調(diào)試時(shí)用示波器看Vds波形把鉗位電壓調(diào)到比反射電壓高50V到80V的位置這樣既能有效吸收漏感尖峰又不至于損耗過(guò)大。3.5 柵極驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)P7的Qg低驅(qū)動(dòng)速度天然會(huì)快這會(huì)帶來(lái)一個(gè)兩面性一方面開(kāi)關(guān)損耗低另一方面EMI可能變差。所以驅(qū)動(dòng)電阻不能一味求小。開(kāi)通電阻和關(guān)斷電阻我通常是分開(kāi)設(shè)置的。開(kāi)通電阻Rg_on選擇10Ω到22Ω之間控制開(kāi)通dv/dt抑制振鈴。關(guān)斷電阻Rg_off選小一些4.7Ω到10Ω加速關(guān)斷減少關(guān)斷損耗。舉個(gè)調(diào)試實(shí)例在一個(gè)電源樣機(jī)上我把Rg_on從10Ω換到22Ω后Vds開(kāi)通尖峰的振鈴幅度從40V降到15V左右傳導(dǎo)EMI的某個(gè)頻點(diǎn)降了6dB。代價(jià)是開(kāi)通損耗稍微增加了一點(diǎn)但整體溫升變化不大。對(duì)追求EMI做過(guò)的產(chǎn)品來(lái)說(shuō)這種取舍很值得。3.6 PCB布局的幾個(gè)關(guān)鍵點(diǎn)DPAK封裝的P7在低功率電源中很常見(jiàn)但它只有一塊散熱焊盤(pán)熱設(shè)計(jì)必須靠PCB銅箔幫忙。散熱焊盤(pán)底下多打散熱過(guò)孔過(guò)孔孔徑0.3mm左右孔間距1.0mm到1.2mm能顯著降低熱阻。MOSFET的漏極連接母線銅箔這段走線面積要盡量大幫助散熱。但源極走線到控制IC的電流檢測(cè)電阻這一環(huán)路要短減少寄生電感。柵極驅(qū)動(dòng)回路要獨(dú)立走線驅(qū)動(dòng)IC的輸出到柵極電阻再到MOSFET柵極然后直接從源極回驅(qū)動(dòng)IC地這個(gè)回路面積越小柵極振鈴越容易控制。母線電容的地和控制IC的地之間要單點(diǎn)連接避免高頻噪聲串?dāng)_。布局這種活兒理論講再多都只是紙上的實(shí)際做下來(lái)就是要來(lái)回調(diào)。我自己的習(xí)慣是第一版樣機(jī)PCB就故意在柵極回路放上0Ω電阻焊盤(pán)和冗余封裝這樣調(diào)試時(shí)換阻值、改走線都方便不用重新打板。4. 常見(jiàn)問(wèn)題與排查技巧實(shí)錄4.1 問(wèn)題一空載和輕載時(shí)容易嘯叫低功率反激在輕載時(shí)一般會(huì)進(jìn)入跳周期模式Burst Mode如果MOSFET的開(kāi)啟速度太慢、開(kāi)啟噪聲耦合到音頻范圍就會(huì)引發(fā)變壓器嘯叫。我遇到過(guò)一例用P7做的電源在10%負(fù)載時(shí)吱吱響檢查發(fā)現(xiàn)是柵極電阻偏大開(kāi)通速度太慢導(dǎo)致每個(gè)跳變周期里門(mén)檻電壓處的噪聲放大變壓器發(fā)聲。解決辦法是把Rg_on從22Ω降到10Ω同時(shí)調(diào)整了反饋環(huán)路的補(bǔ)償參數(shù)嘯叫消失。P7本身開(kāi)關(guān)速度快理論上嘯叫問(wèn)題會(huì)少一些但前提是驅(qū)動(dòng)參數(shù)和反饋環(huán)路配合得當(dāng)尤其是輕載跳周期的閾值設(shè)置不能太激進(jìn)。4.2 問(wèn)題二Vds尖峰仍然偏高有朋友問(wèn)都用了800V器件RCD鉗位電壓還是很高怎么辦這通常是變壓器漏感偏大造成的。漏感越大存儲(chǔ)的能量越多鉗位電壓越高鉗位損耗也越大。這時(shí)候指望MOSFET的耐壓來(lái)挽救是不靠譜的因?yàn)?21V的峰值已經(jīng)貼近額定值了根本問(wèn)題在變壓器工藝。解決辦法很直接優(yōu)化變壓器繞組結(jié)構(gòu)。初級(jí)夾在次級(jí)中間繞或者把初級(jí)繞組分成多層、次級(jí)繞組夾在中間能把漏感從3%以上壓到1.5%左右。這個(gè)改動(dòng)比任何電路調(diào)整都有效。4.3 問(wèn)題三輕載效率不夠低功率適配器對(duì)輕載效率要求很高尤其是歐盟能效規(guī)范。P7的低Qg對(duì)輕載效率有直接幫助但前提是控制策略要跟上。QR反激在輕載時(shí)的谷底切換邏輯如果不夠精準(zhǔn)會(huì)出現(xiàn)提前開(kāi)通或推遲開(kāi)通的情況損耗反而上升。我試過(guò)用P7搭配不同的主控IC英飛凌自家的XDPL8210這類(lèi)數(shù)字控制IC可以和P7形成很好的配合因?yàn)樗墓鹊讬z測(cè)算法能動(dòng)態(tài)適應(yīng)不同負(fù)載輕載效率能比普通模擬PWM方案高出1到1.5個(gè)百分點(diǎn)。4.4 問(wèn)題四DPAK封裝散熱不足DPAK封裝的熱阻相對(duì)較大RthJA在標(biāo)準(zhǔn)銅箔面積下大約62℃/W左右如果實(shí)際損耗1W結(jié)溫就是PCB溫度加62℃。在65℃環(huán)境溫度下PCB溫度約80℃結(jié)溫可能到142℃已經(jīng)接近150℃的額定極限。這種情況下要么把銅箔面積做大要么換TO-220封裝要么降低開(kāi)關(guān)頻率來(lái)減小開(kāi)關(guān)損耗。我在一個(gè)24W方案里遇到過(guò)類(lèi)似問(wèn)題最后通過(guò)優(yōu)化變壓器參數(shù)把開(kāi)關(guān)頻率從65kHz降到60kHz再把散熱焊盤(pán)銅箔加大到4平方厘米結(jié)溫下降了15℃左右順利通過(guò)了高溫老化測(cè)試。4.5 常見(jiàn)問(wèn)題速查表現(xiàn)象可能原因排查思路解決方向滿(mǎn)載效率偏低開(kāi)關(guān)頻率過(guò)高、驅(qū)動(dòng)電阻過(guò)大測(cè)Vgs波形看開(kāi)關(guān)時(shí)間降低fsw縮小Rg輕載待機(jī)功耗超標(biāo)控制IC待機(jī)功耗大、柵極驅(qū)動(dòng)損耗高測(cè)輸入功率和IC供電電流啟用Burst Mode減小Qg高溫老化失效散熱設(shè)計(jì)不足測(cè)外殼溫度和結(jié)溫估算增大銅箔面積換更低RDS器件傳導(dǎo)EMI超標(biāo)開(kāi)關(guān)振鈴大、PCB布局雜亂測(cè)Vds振鈴頻率調(diào)整Rg、優(yōu)化漏極吸收空載嘯叫控制環(huán)路不穩(wěn)定、驅(qū)動(dòng)過(guò)慢聽(tīng)聲音位置看跳周期波形調(diào)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)調(diào)整Rg_on5. 測(cè)試數(shù)據(jù)與實(shí)測(cè)體會(huì)5.1 實(shí)測(cè)效率對(duì)比我用同一塊24W反激電源板做過(guò)一次替換測(cè)試一塊用傳統(tǒng)650V平面MOSFET一塊用IPD80R600P7其它元件完全相同只調(diào)整了RCD鉗位參數(shù)以匹配不同的電壓特性。滿(mǎn)載12V/2A輸出下實(shí)測(cè)結(jié)果如下輸入電壓傳統(tǒng)650V平面MOSFETIPD80R600P7差異115V AC86.7%87.8%1.1%220V AC86.2%87.5%1.3%265V AC85.1%86.4%1.3%這個(gè)數(shù)據(jù)說(shuō)明在同樣的拓?fù)浜涂刂撇呗韵翽7帶來(lái)的效率提升主要來(lái)自開(kāi)關(guān)損耗和驅(qū)動(dòng)損耗的降低。特別是220V到265V輸入時(shí)母線電壓高開(kāi)關(guān)損耗的占比更大P7的優(yōu)勢(shì)也體現(xiàn)得更充分。5.2 溫升實(shí)測(cè)在同一塊板上環(huán)境溫度25℃、輸入220V AC、滿(mǎn)載工作兩小時(shí)后測(cè)MOSFET表面溫度傳統(tǒng)650V平面MOSFET表面溫度約96℃IPD80R600P7表面溫度約86℃表面溫度差10℃結(jié)溫差可能達(dá)到12到15℃。這意味著同樣的散熱條件下P7方案的可靠性余量明顯更好或者可以把散熱面積縮小一點(diǎn)來(lái)優(yōu)化電源體積。5.3 波形觀察記錄調(diào)試中我抓過(guò)P7的Vds關(guān)斷波形和傳統(tǒng)器件比最直觀的感受是關(guān)斷拖尾更短、振鈴衰減更快。QR反激在谷底開(kāi)通時(shí)P7的Coss放電也表現(xiàn)得很干脆這說(shuō)明其輸出電容在高壓段的有效電荷較小容性開(kāi)通損耗控制得不錯(cuò)。另外柵極電壓波形上的米勒平臺(tái)明顯比傳統(tǒng)器件短。這個(gè)現(xiàn)象從參數(shù)上也能對(duì)應(yīng)——Qgd小平臺(tái)時(shí)間就好。平臺(tái)時(shí)間短意味著開(kāi)關(guān)過(guò)程干脆利落既不拖泥帶水又給EMI調(diào)節(jié)留出了更多余量。5.4 我的幾點(diǎn)總結(jié)性建議P7系列最適合的場(chǎng)景我個(gè)人認(rèn)為是65kHz以上、寬范圍輸入、對(duì)能效有嚴(yán)格要求的低功率反激。它的優(yōu)勢(shì)在高頻化和小型化趨勢(shì)下會(huì)越來(lái)越明顯。但如果你做的是40kHz以下、成本優(yōu)先的方案700V/800V傳統(tǒng)平面管在價(jià)格上可能更有競(jìng)爭(zhēng)力性能差距也沒(méi)有那么大。做選型的時(shí)候不用迷信型號(hào)本身要按自己電源的實(shí)際損耗分布來(lái)評(píng)估。如果你發(fā)現(xiàn)自己的方案里開(kāi)關(guān)損耗占了大頭那P7帶來(lái)的收益會(huì)非?？筛腥绻麑?dǎo)通損耗主導(dǎo)、散熱溫升很緊那選更低RDS(on)的大封裝型號(hào)比單純換系列更有效。另外一個(gè)小建議P7系列的Qg很低驅(qū)動(dòng)回路的寄生參數(shù)對(duì)開(kāi)關(guān)過(guò)程的影響會(huì)被放大一定要把PCB布局做扎實(shí)了再量產(chǎn)。柵極驅(qū)動(dòng)回路不夠緊湊的話很容易出現(xiàn)莫名其妙的振鈴和EMI超標(biāo)到時(shí)候排查起來(lái)比換一個(gè)器件麻煩得多。最后說(shuō)個(gè)實(shí)操細(xì)節(jié)P7的VGS(th)典型值偏低如果驅(qū)動(dòng)IC的供電電壓本來(lái)就接近上限柵極過(guò)沖電壓容易超過(guò)20V的絕對(duì)最大值。我習(xí)慣在柵極源極之間并聯(lián)一個(gè)18V的穩(wěn)壓管做保護(hù)成本不高但能避免很多不明不白的失效問(wèn)題。這個(gè)習(xí)慣從我第一次用P7起就保留下來(lái)了這么多年幾乎沒(méi)有遇到柵極擊穿。